PWM 方案

　　PWM 用一种数字兼容的双电平脉冲串对模拟信号作编码。PWM 有各类变型，但伺服放大器最常用的是恒定载波频率型。用于伺服放大器的典型 PWM 载波频率为 10 kHz ~ 20 kHz。用脉冲宽度的变化对PWM脉冲串中的模拟信号信息进行编码。对于固定频率的 PWM，设计师有时会用占空比来描述脉冲宽度：即脉冲宽度与 PWM 周期之比。

　　在频率域中，PWM 驱动电压有两个主要频率成份。首先是基本的电机驱动成分，它对应于电机的速度和电机极数。这个基本成份引起了转矩产生的电机电流。第二个频率成份是 PWM 载频。由于这个电压与基本电机驱动频率没有关联，电机驱动电压的 PWM 成份所产生的任何电流都不会对电机运行有任何作用。在这个频率下的任何电流都只会造成电机的功率损耗。所幸的是，PWM 频率通常高得足以使在PWM 频率下的电机感抗很大。由于电流等于电压除以阻抗，因此在PWM 频率下的电流一般都较小。

　　使用 PWM 电机驱动的主要原因是要减小尺寸，提高效率。IGBT(绝缘栅双极晶体管)或功率 MOSFET 可将直流输入电压转换为电机驱动电压，当它们工作在开关方式时效率最高。PWM 信号在全开或全关这两个状态间快速转换时驱动 IGBT 或 MOSFET。在线性放大器中，这些器件都工作在其线性区内，因此，驱动放大器的功率损耗和整体尺寸都比较大。

　　电容性耦合

　　当晶体管在通和断状态间切换时，会通过它们的线性区，消耗能量。晶体管切换得越快，消耗的能量就越少，放大器的效率就越高。如果高效率是放大器设计的唯一要求，则设计目标就是尽量加快晶体管的切换速度。但是，通常会存在一个折衷。快速切换过程造成的高 dv/dt 会将噪声耦合到邻近电路中。通常，切换越快噪声越高。因此，放大器设计师必须在效率与噪声水平之间达到一种平衡。

　　噪声是通过电机电缆的导体与邻近电路之间的寄生电容耦合的(图 1)。图中显示了一个常见的伺服电机应用，它有一个直流电源供电的PWM 伺服放大器，用于驱动一个无刷电机。放大器从一个增量编码器接受位置反馈信息。在本例中，电机电缆和编码器电缆都没有做屏蔽。

　　放大器 PWM 输出电压的 U、V 和 W 相位上的波形是同相的，它们的占空比为 50%。当系统处于保持(holding)位置时，这种同相和占空比条件是典型的，电机电流和速度都近于零。图中下半部显示的是相位 W 输出上升沿的详图。注意，该边沿有一个有限的上升时间，典型的 dv/dt 量级为 0.5V/ns。在这个上升沿详图下方显示的是通过寄生电容耦合到邻近电路上的噪声电流图，由 PWM 上升沿所产生。

　　电机导体与邻近导体之间的寄生电容大小依赖于相邻导体的尺寸、形状、方向和接近程度。公式 I="C" dv/dt 可计算出流过的噪声电流量，其中，dv/dt 是 PWM 电压的变化率，C 是杂散电容值。这个噪声电流是否会造成电路功能问题，要看它经过的确切路径以及邻近电路的敏感度。

　　噪声电流会通过最小阻抗路径返回源头，即放大器。对于 PWM边沿所产生的频率，该路径通常就是最小感抗的路径。如果一个系统没有采取任何适当的屏蔽，则最小阻抗路径就难以精确限定。噪声电流可能流经附近的导体，如编码器电缆和其它与放大器共地的电路。当这些电流经过编码器线路时，在编码器和放大器线路两端就会产生一个电压。如果这个电压足够大，则放大器编码接收器电路就会错误地检测出信号，或者屏蔽真正的编码器转换，于是产生错误或额外的编码器计数。同样，这些噪声电流可以在地——导体间产生电压降，从而在其它信号线上造成噪声。

　　当电机控制系统位于保持位置时，噪声电流为最大。此时，所有三个波形的上升沿与下降沿都同时发生。来自 PWM 沿的电流尖峰会在同一时刻、同一点上产生。因此，电容性耦合到外部电路上的净峰值电流就是 U、V 和 W 相位各个电流的叠加。另一方面，当电机 处于旋转和产生转矩时，每个相位的 PWM 占空比都是变化的，上升沿和下降沿不再重合。此时，电流尖峰频率较高，但幅度较低。

　　电容性耦合电流的管理

　　我们可以采用电缆屏蔽和正确的接地技术降低与电容性耦合 PWM 噪声相关的问题。接地与屏蔽有两个主要目的。首先是强制电容性耦合的电流流入一个确切的路径;其次是确保任何沿该路径产生的噪声电压都不会干扰重要的信号。电机电缆屏蔽连接到电机壳与放大器接地，即建立起一个受控路径，电容性耦合的电流从中流过(图 2)。屏蔽不会消除电容，但可以控制它，这样，耦合效应在屏蔽处终结，而不会影响外部电路。理想的总体屏蔽要包括所有三根导体，以实现 100% 覆盖和对高频噪声电流为零阻抗路径的屏蔽。零阻抗路径可确保沿屏蔽没有电压降，整体屏蔽均为高压共电位。

　　至电机壳的屏蔽连接终止了电机绕组与电机壳之间的电容耦合。于是，电机壳为电机绕组提供了全面的屏蔽。另外，电缆屏蔽也为这些电流提供了一条返回放大器公共端的路径。

　　屏蔽电缆的电容与电机绕组至外壳的电容的典型值分别为 250 pF和 0.5 nF 量级。电缆电容是对铝箔屏蔽 4 芯 #16 AWG 线的测量值。如果 PWM 上升沿速率为 0.5V/ns，则全面屏蔽中的峰值电流为 I="Cdv/dt"=(2.5 nF+0.5 nF)0.5V/ns=1.5A。在 PWM 下降沿用同样的计算方法，但电流极性要反向。这样，当电机处在保持位置时，预计电缆屏蔽中流过的峰值电流可达 3A p-p。表 1 是推荐的接地与屏蔽方法。

边沿滤波器

　　脱机供电的放大器从主电源获取交流电源，并用一个内置整流器为直流总线供电(图 3)。直流总线的负端不能用于连接电机电缆屏蔽，因为这是非隔离式直流供电放大器。在这种拓扑中，总线电压一般为100V或比大地电位要低许多，因此将电缆屏蔽连接到这个电位上会构成安全方面的危险。

　　

 

　　非隔离的直流供电放大器的工作电压取自线路隔离的直流电源。这些电源的负电压线通常直接连接到大地。在这种结构中，将电缆屏蔽连接到公共总线是安全、可行、高效的。

　　对于脱机供电的放大器，应将屏蔽层连接到放大器的机壳接地。放大器内置的高电压、安全额定值电容可将总线旁路至机壳接地。这一连接为噪声电流提供了一条路径，使之流经屏蔽返回其源，即总线。

　　脱机供电放大器一般比直流供电放大器的工作电压高，因此，其 PWM 输出的 dv/dt 也要高于直流供电放大器。此外，由于电缆屏蔽电流先流经内置电容器，然后才返回放大器的总线，因此电缆屏蔽的效果比直流供电方案的要低。所以，采用脱机供电放大器的系统中PWM噪声问题也更难以解决。

　　对于使用脱机供电放大器的噪声敏感应用，可以采用另外一种削减噪声工具，即PWM边沿滤波器。PWM 边沿滤波器采用无源元件降低放大器 PWM边沿的dv/dt(图 4)。

　　

 

　　PWM边沿滤波器串接于放大器和电机之间，增加PWM边沿的上升、下降时间。边沿滤波器可以减少所有电容性耦合电流的峰值幅度。同样，边沿滤波器设计的总体效率与滤波器效果之间也存在着一种折衷。可将上升、下降时间降低一个以上量级的滤波器设计过于庞大，功耗也太大。实际应用中更加有效的是一种能中度减少上升、下降时间的边沿滤波器。图中的实例是一个实际边沿滤波器的效果，其中dv/dt从0.5降低至小于0.2V/ns。噪声电流也以相同因数降低：I=Cdv/dt=(2.5 nF+0.5 nF)×0.2V/ns=0.6A。

　　为使边沿滤波器效果最大化，应尽量将其靠近放大器放置。对边沿滤波器与放大器之间连接的电缆作屏蔽，并使之尽量短。保持边沿滤波器与电机之间电缆的屏蔽，并确保每个屏蔽电缆段之间的连续性。