车载双管正激直流变换器的设计

    电动汽车作为一种新能源的交通工具，目前已经得到快速地发展。电动汽车的能量一般由6节蓄电池串联组成的蓄电池组(电压72 V)进行供应，但电动汽车中的一些辅助电子设备，如汽车大灯、刹车尾灯、喇叭和雨刮器等的工作电压都是14 V，因此需要一只由72～14 V的直流变换器进行可靠的电压变换。同时由于电动汽车内部的工作环境的限制，以及从节约能源角度考虑，该直流变换器必须有较高的转换效率。根据一般电动汽车的实际工作需求，该设计的直流变换器采用了双管正激的拓扑结构，输出功率300 W，转换效率大于85％。由于本设计中MOS管承受的电压应力小，变压器构造简单，不需要磁复位绕组，不会出现桥臂直通的问题，因此设计简单、可靠性高。

1 系统结构组成
    车载双管正激直流变换器的结构图如图1所示。

    系统由4个部分组成：功率电路，隔离反馈电路，PI补偿电路与PWM生成电路和驱动电路组成。隔离反馈电路主要由光耦P521与精密稳压管TL431组成，把输出电压隔离后反馈给控制芯片。PI补偿电路与PWM生成电路由芯片SG3525来实现其功能。驱动电路用于把PWM信号分成两路独立的信号G1，G2，分别用于驱动MOS管VQ1，VQ2。这四个部分构成了一个闭环系统，根据输出电压调节占空比，最终使输出电压稳定。
    双管正激直流变换器工作在电流连续模式下的两个工作状态可用如下的简化电路来表示(为了便于分析，忽略MOS管的导通电压、导通压降以及寄生电容，把变换器简化成两个工作状态：开关导通状态与开关闭合状态)：
    双管正激变换器工作过程为：MOS管导通时，初级侧电流流经上管VQ1，变压器初级，下管VQ2后返回电池组负极。在这个过程中励磁电流逐渐增大。次级侧整流二极管VD3导通，续流二极管VD4截止，电池组通过变压器给负载提供能量，并且给输出屯容充电。MOS管截止时，初级侧两个MOS管截止，励磁二极管VD1，VD2导通，励磁电流逐渐下降为零，对变压器进行磁复位。次级侧整流二极管VD3截止，续流二极管VD4导通，存储在电感中的电能为负载提供电流。见图2、图3。

2 相关电路的设计
2．1 控制电路与补偿电路
    双管正激变换器控制电路选用了SG3525控制芯片，与其他控制芯片相比，SG3525去除了限流比较器，改由外部关断信号输入端来实现限流功能，同时还具有逐个脉冲关断和直流输出电流限幅功能，适合输出低电压大电流变换器。实际使用中，在引脚10上接电流检测信号，来对输出电流进行限制。SG3525还具有欠压锁定功能，当芯片供电小于8 V时，芯片无PWM信号输出，变换器也无输出电压，从而实现保护功能。为保证双管正激变换器中的高频变压器在一个周期内完成磁复位，根据变压器励磁电感的伏秒平衡原理可知变换器的占空比必须小于0．5。通过调节SG3525外围的定时容CT，定时电阻RT，以及放电电阻RD来设定PWM的最大占空比以及死区时间。控制电路使用PWM控制芯片SG3 525，外围电路简单。电路中的锯齿波频率由RT，CT和RD决定，取CT=1．5 nF，RT=5．1 kΩ，RD=220 Ω。根据公式f=1／[CT(0.7RT+3RD)]计算出振荡器输出频率约140 kHz，PWM信号频率约为70 kHz。软启动功能引脚接一个4．7μF的电容。当电容充满电，SG352的8脚为高电平时，SG3525才开始工作。稳定的系统要求回路开环BODE图在剪切频率出幅值斜率为-20 dB／dec，至少有45°的相位裕量。双管正激直流变换器采用二型补偿电路(见图4)，其传递函数为：
   
    设计时将穿越频率设定为1／4开关频率；零点频率设为1／4滤波器谐振频率，增加中频段相位裕量；极点频率设为1／4滤波电容自身容阻频率，增加高频段的衰减。由
   

2．2 驱动电路
    双管正激电路的两个MOS管由同一个PWM信号控制MOS管导通与关断，但是双管正激变换器中上管浮地，因此需要将两路驱动信号隔离。通常可采用专用的驱动芯片，但是驱动芯片价格高，且可靠性不如变压器驱动。一该变换器采用变压器隔离方式，原理图见图5。这种方法所用器件少，成本低，可靠性高于驱动芯片。[page]

2．3 反馈电路
    反馈电路如图6所示，双管正激直流变换器采用电压反馈控制环路来保证在不同的负载情况下输出电压为一稳定值。因输入端与输出端不共地，需要隔离，采用光耦P521和精密稳压管TL431相配合，作为参考、隔离、取样和放大，组成负反馈环路。在次级电路中，稳压器件TL431作为基准和反馈误差放大器，采样输出，并产生相应的误差电压。光耦的正向电流If小于5 mA时，If微小的变化会引起三极管电流Ic的剧烈变化；正向电流If大于10 mA时，光耦开始趋向饱和，因此光耦的静态工作点设置在If=5～10 mA比较合适。TL431正常工作时，阴极电压为2．5 V，所以R7取值1．2 kΩ，保证光耦工作在合适的静态工作点。R11的取值要考虑两个因素：

    (1)TL431参考输入端的电流。一般此电流为2μA，为了避免此端电流影响分压比和避免噪音的影响，一般取流过电阻R11的电流为参考电流的100倍以上，所以此电阻要小于12．5 kΩ；
    (2)损耗的要求。在小于12．5 kΩ的情况下，阻值越大，损耗越小，故R11取值10 kΩ。
    根据TL431的性能，R10，R11，Vo，vr有固定的关系：
    Vo=(1+R10／R11)Vr       (2)
    式中：Vo为输出电压；Vr=2．50 V为参考电压，所以R10取值46 kΩ。
    TL431的最小阴极电流为0．2 mA，为保证TL431能够正常工作，风为TL431提供了最小阴极电流。由于TL431最小阴极电压为2．5 V，输出电压为14 V，所以R8取值为10 kΩ，保证最小阴极电流。
2．4 启动电路
    启动电路如图7所示，启动电路的作用在于在变换器开始工作时，给PWM调制芯片供电引脚提供电流。在变换器开始正常工作时，由供电电路给芯片提供电能，启动电路断开。

    直流变换器刚上电时，在分压电阻的作用下，二极管D2阳极电压为12 V。电流经过二极管D2后给芯片供电引脚提供电流。芯片开始工作后，输出最大占空比，驱动MOS管。供电电路开始工作，输出16 V电压，高于二极管阳极电压，二极管断开，启动电路不再工作。

3 变换器关键参数的设计以及器件的选择
    在该直流变换器中，变压器以及输出电感参数的计算直接决定双管正激交换器的可靠性和效率，MOS管以及次级整流续流二极管的选择对变换器转换效率也有影响。
3．1 变压器磁芯的选取
    磁芯尺寸的计算方法一般有面积乘积法(AP法)和磁芯几何参数法(KG法)，这里选用面积乘积法，计算公式如下：
   
    式中：Aw为磁芯铜窗面积(单位：cm2)；Ae为磁芯有效截面积(单位：cm2)，PT为变压器传递视在功率(单位：W)；△B为磁感应强度增量(单位：T)；fs为变压器工作频率(单位：Hz)；J为电流密度<单位：A／cm2)，根据散热方式不同可取300～600 A／cm2，Ku为铜窗占用系数。
    设定变换器的传输效率为85％，最大占空比为0．4，Ku=0．2。根据式(3)计算出AP=3．15 cm4，可采用EE型磁芯EE42／42／20。

3．2 变压器参数的设计
    在双管正激直流变换器中，最大占空比应小于0．5。先假设最大占空比Dmax1=0．4，由公式：

    计算出初级匝数为12匝，则次级匝数为6匝。磁芯中磁通密度最大变化量△B=0．188<0．25，保证了磁芯不会饱和。
3．3 输出电感的设计
    双管正激变换器输出电感工作在电流连续模式。所需电感量为：
   
    式中：V1为电感输入端电压；D为占空比；f为开关频率；Io为输出电流；k=△I／2I为纹波系数，一般选取0．05。在该系统中，电感输入端电压为36 V，最大占空比为0．388，开关频率为70 kHz，输出电流为22 A，由式(3)可计算出所需最小电感量：
   
    考虑到电感偏置后电感量会减小，输出电流纹波增大，增加输出电容的负担，电感实际取值90 μH。
3．4 MOS管以及二极管的选取
    变换器工作在满载时，平均输入电流为5 A，峰值电流为7．5 A。变换器工作在截止状态时，MOS管承受的电压应力为输入电压值72 V。考虑选用IR公司的型号IRFP250及IRFP260，两者击穿电压均为200 V，能够承受72 V的电压应力。IRFP250的最大导通电流为30 A，导通电阻为0．075 Ω，满载时的导通损耗为4．22 W。IRFP的最大导通电流为50 A，导通电阻为0．04Ω，满载时的导通损耗为2．25 W。从导通损耗以及MOS管温升角度考虑，选用IRFP260。变换器工作在满载时，输出电流为22 A。次级整流与续流二极管选用肖特基二极管30CPQ100，其最大正向导通电流为30 A，导通压降小，为0．67 V，适合用作次级整流及续流二极管。[page]

4 电路调试与性能分析
    按照以上的参数研制了双管正激变换器样机，在调试过程中，会遇到以下几个问题：
    (1)SG3525开始不工作。可通过减小启动电路来增大SG3525的供电电流，改变这一参数后就能够正常工作了。
    (2)空载时输出电压不稳定。可以在输出并联一个电阻作为假负载，但这样会有损耗；另外还可以改变PI补偿电路中的电容，来改善系统的瞬态响应。
    (3)负载增加时输出电压下降原因是实际电路中最大占空比没有达到设计的值，可以调节SG3525外围的RD阻值，来调整最大占空比的大小，使输出电压值稳定在14 V。
    实际电路经测试，满载时最大占空比为37．77％，输出电压为13．64 V，输出电流为21．8 A，转换效率为85．71％，变换器满载时的实测波形图如图8所示。
    PWM信号上升沿的时间小于下降沿的时间，是因为MOS管源漏极之间存在一个很小的寄生电容，MOS管关断时需妻对寄生电容进行充电。上管在导通时出现毛刺，因为上管驱动在上升沿处出现了毛刺现象。

    在不同负载情况下，变换器的输出电压与转换效率分别如图9和图10所示，可以看出转换效率随输出电压值会产生一些变化：当负载增大时输出电压有所减小，而效率却逐渐增加，但在最大负载时效率又有所下降。原因是控制电路的功耗是一定量，假设变压器初级绕组以及MOS管导通电阻的阻抗之和为Rp，电感与变压器次级绕组的阻抗之和为Rs，总损耗为：
   
    当负载增加时，损耗以指数上升；转换效率在输出电流的某个值时达到最大，之后开始下降。设计完成的车载双管正激直流变换器实物图如图11所示，为了安全可靠地工作，变换器的外壳采用全封闭的铝合金结构，同时电路板上还注满硅胶，以增加变换器的散热性和抗震性。

5 结语
    本车载双管正激直流变换器现已批量用于某电动汽车公司所生产的电动汽车上，经长时间运行，其工作稳定，输出电压精度高，输出电流大，转换效率高，取得了良好的经济效益和社会效益。