简洁是信号完整性设计的基础: 示波器硬件架构设计

      在生活中，很多人崇尚简单，认为那是生活应该具有的本来面目，是应该追求的真谛。高速电路系统的设计更是崇尚这一原则，用的元器件或芯片要尽可能少，互联部分要尽可能少，而且要短，过多的部件和互联会增加设计的不确定性。正如人生的复杂一样，不是每个人过的都是简单生活，过多的外界联系让人无暇反照内心，维持一颗平静的心。目前，超过16GHz高带宽实时示波器的设计，可以概括为三种情况，第一种，前置放大器电路直接实现模拟带宽，这是用硬件直接实现的方法；第二种和第三种，前置放大器实现不了模拟带宽，想其它办法让示波器最后的带宽指标能更上一层楼。第二种是用DSP(数字信号处理)的方法，第三种采用DBI(数字带宽通道复用)的方法。不同的方法反映不同的硬件架构设计，值得一提的是，后两种方法的性能好的方面取决于其前置放大器硬件的设计性能，不好的方面是提升带宽带来的副作用，也就是说，对于后两种方法，如果前置放大器硬件本身做的越好，其副作用可能会被掩盖的越多，极端情况下可以好到不需要提升带宽了。本文主要介绍90000 X 系列示波器在设计其硬件架构时的取舍。

　　图1是90000 X系列示波器被拆开后的采集板实际照片，上一篇介绍的前端模块位于最上方黑色的散热片下面，里面封装了5个磷化铟芯片，前置放大器芯片、触发芯片和采样保持芯片在里面，这样的设计其实是从事多年高速模拟电路系统设计经验的体现，是在众多设计可能中，最后选择的优化方案。该模块的设计保证了低噪声和最小化固有抖动，如果从系统设计的角度看，尤其是和三个功能芯片距离较远，需透过PCB互联的时候，它带来的优越性就更明显一些，因为没有长距离互联带来的反射和传输线阻抗难以精确控制等弊端。目前DSP和DBI提升带宽的示波器，其触发电路、前置放大器和采样保持电路是完全分开的，使用网络分析仪或TDR(时域反射)示波器可以实际测出任意一台示波器内部前置电路的阻抗控制情况。图2给出实际测出的20GHz DSP提升带宽的示波器前置电路的阻抗曲线，红色曲线代表S11参数，蓝色曲线代表S12参数，可以看出，前置放大器距离前面板输入端较远，传输线本身已经产生了6.5ns左右的延迟，阻抗失配现象也甚为明显。90000 X的前面板输入端直接接入前置模块，经过一类似同轴电缆的三维传输线进入前置放大器，距离很短，差分时钟信号的波导化设计，经三维实现45度到60度的立体斜坡并于其上镀金，再加上模块的金属盖形成腔体化，消除了传输线的相分散(Phase Dispersion)，并将辐射损耗和串扰最小化。

　　图1. 90000 X 系列示波器内部采集板实际照片，因为触发芯片、前置放大器芯片和采样保持芯片全都封装在一个模块里，使得互联短，阻抗控制容易，安捷伦的快膜技术可实现比传统厚膜技术更宽的传输线，阻抗变化控制在+/- 1.5 Ω范围内，是标准的厚膜工艺的一半，是PCB(印刷电路板)的一半到三分之一

　　图2   DSP提升带宽的示波器，前置电路设计部分采用多个芯片于PCB上互联的办法，用网络分析仪或TDR示波器实际测出的S11和S12参数曲线，若在极小的空间里实现“触发芯片、前置放大器芯片和采样保持芯片”的互联，则情况会有很大好转。

　　图3   示波器的频响曲线图，红色代表示波器前置放大器的硬件带宽，蓝色代表经DSP提升带宽后期望的频响曲线，绿色代表为了将红色曲线提升到蓝色曲线的位置需使用的滤波器，也就是说将本来低于-3dB衰减的高频信号成份放大，将-3dB频点提高到一定程度

 

　　前面提到，超过16GHz高带宽实时示波器的设计，可以概括为三种情况，第一种情况，前置放大器带宽技术没有瓶颈，比如安捷伦科技已经做出32GHz的模拟带宽的前置放大器，因此无需想其它办法弥补前置放大器带宽不够的问题。但如果没有成熟技术实现超过16GHz带宽的前置放大器，则需要想其它办法。其实，安捷伦对第二种情况和第三种情况在设计初期曾经研究过，毕竟那样会省去大量的研发成本(流片的成本是很高昂的)。最后之所以选择较为不确定的一条路，是因为：安捷伦之所以能在高端示波器领域立足，一直依赖在仪器自身信号完整性方面的口碑；另一方面，磷化铟半导体制程成功用在安捷伦的射频微波仪器已经有多年了，只是从未想过要引入到高端示波器领域。

　　DSP方法提升示波器带宽，并没有对示波器硬件架构做出任何改变，为什么安捷伦没有选择DSP提升带宽到16GHz以上的方法？实际上，早于2004年安捷伦推出的全球首台13GHz带宽示波器，就是在12GHz前置放大器带宽基础上提升上去的。在那个时候，有些技术争论认为，该技术带来的副作用是，提升带宽的同时也提升了底噪声，但由于只是从12GHz提升到13GHz, 基本上还算被业界接受。安捷伦试图尝试将DSP带宽做到更高，最后选择放弃是因为，那样做就完全失去了安捷伦在高端示波器领域的定位，底噪声太高，仪器自身信号完整性有问题。

　　到了2007年，全球第一台20GHz带宽示波器诞生，是在16GHz前置放大器带宽的基础上提升带宽到20GHz，当时没有第二家公司可以做出20GHz 带宽的实时示波器，性能没有对比。后来，其它厂家陆续推出20GHz带宽示波器，有了对比，DSP带来的副作用才逐渐成为工程师担心的一个因素。[page]

　　我们来看一下DSP提升带宽是怎么一回事。首先需要澄清的是，示波器中有很多DSP技术，比如，正弦内插，相位纠正等，这些是多数高端实时示波器都使用的技术。用DSP提升带宽是完全不同的概念，图3揭示了DSP提升带宽的原理，红色曲线代表示波器前置放大器的频响曲线，其-3dB点代表前置放大器的硬件带宽，比如16GHz，蓝色曲线代表经DSP处理后，将红色频响曲线提升为蓝色曲线，也就是将-3dB点对应的频率提升到一定程度；如20GHz，绿色曲线代表将示波器的频响曲线的高频部分信号进行放大，提升到蓝色曲线的位置，这样就将-3dB点对应的频率提升了，也就是示波器带宽被提升了。

　　这种方法讨论到目前为止似乎很完美，只是有一点副作用，即将高频信号成份进行放大的同时也将示波器本底噪声放大了，因此，取决于DSP技术提升带宽的多少。信号的保真度下降，测量结果有可能比一台带宽比它低（但纯粹用前置放大器实现）的示波器更糟糕，DSP提升带宽的代价是本底噪声的升高，示波器厂家通常以此作为到底要用DSP提升带宽到多高。安捷伦在前置放大器芯片带宽不能做到超过12GHz 的时候，尝试用DSP技术提升带宽，最后决定只提升到13GHz，以保证底噪声方面的优势不会失去。有了32GHz前置放大器芯片后，就无需使用该技术了。

　　图4   用DSP提升带宽的示波器的频谱，在带宽超过前置放大器硬件带宽后，其本底噪声明显被放大

　　检验示波器的本底噪声有两种方法，一种是使用FFT，观察其本底噪声对应的谱，在前置放大器对应的带宽之内，底噪声谱线是平坦的，超过前置放大器带宽，无论用什么技术提升示波器带宽，其底噪声都会向上被提升。图4是一个DSP提升16GHz到20GHz带宽的示波器的频谱，在16GHz以内其底噪声频谱基本上是平坦的，超过16GHz，明显发现底噪声被放大了。另一种方法是在不接任何信号的情况下，直接测量其本底噪声的电压有效值。图5给出在50mV/div的设置下，三种用不同技术实现的超过16GHz带宽示波器的底噪声，水平轴代表示波器带宽，垂直轴

　　图5  三种情况实现超过16GHz带宽示波器的本底噪声比较，90000 X用前置放大器直接架构出示波器，底噪声最低，而且呈线性分布，DSP和DBI提升带宽的示波器，底噪声成非线性分布，在带宽提升点开始，底噪声突变

　　代表在不同带宽下其底噪声电压有效值。90000 X系列示波器是采用磷化铟制程、快膜封装三维设计，直接用32GHz带宽的前置放大器架构的示波器，其底噪声密度在1GHz和32GHz地方是一样的，因此底噪声呈线性分布，其底噪声绝对值也最低，这主要取决于其磷化铟制程、氮化铝散热材料、晶粒嵌入衬底（晶粒和快膜间的键合线短）、无过孔设计、三维波导式传输线设计和微波暗室式模块封装。用DSP提升带宽的示波器，其底噪声密度在超过前置放大器带宽后变高，整个底噪声呈非线性。用频域内插DBI提升带宽的示波器底噪声最差，稍后解释原因。

　　DBI提升示波器带宽完全改变了示波器的硬件架构，图6是DBI提升示波器带宽的硬件原理图，DBI频率内插技术在多年前已有一厂家推出，至今以来没有被业界广泛接受。其实，在示波器中使用内插技术是非常普遍的，比如，几乎所有的示波器厂家都用两个模数转换器交替采样，可将采样率提高两倍。如果用四个模数转换器交替采样，则可将采样率提高四倍。多个通道间的存储深度也可以交替使用，实现存储深度加倍甚至四倍，为什么DBI数字带宽通道复用技术没有像采样通道复用和内存通道复用技术一样很快被业界接受呢？

图6   数字带宽通道复用(DBI)技术原理图

　　我们来看一下数字带宽通道复用(DBI)技术原理，如图6所示，它和采样通道复用或内存通道复用技术不同，后者是信号经前置放大器和模数转换器之后进行的通道交错使用技术，DBI是在信号还没有进入前置放大器之前就被复用一次，也就是，先要经过一个信号分离器。以30GHz带宽的DBI示波器为例，该信号分离器实际上由两个滤波器组成，一个是低通滤波器，另一个带通滤波器，对30GHz带宽的DBI示波器，其低通滤波器频段是DC（直流）～16GHz，带通滤波器频段是16GHz～30GHz，图中的前置放大器有两个，代表要使用两个示波器通道来实现一路信号的测量，经过低通滤波器的信号进入示波器的一个输入通道的前置放大器，经过带通滤波器的信号不能直接进入另外一个输入通道的前置放大器，因为前置放大器的带宽不够，在带通滤波器和前置放大器之间要使用一个下变频器。下变频器必须是一个宽带混频器带有一个本振输入，本振输入和经过带通滤波器进来的高频信号进行混频生成一个差频及一个和频，差频信号的频段在后续前置放大器的带宽范围内，因此，该差频信号被接入到前置放大器，本质上实现了频率搬移，将被测信号的高频成份搬移到低频频段。被测信号被一分为二后，各自经前置放大器处理，进入模数转换器和采样内存。该原理图没有提及进入采样内存之后怎么办，实际上要接着进行进一步的数字信号处理，把被频率搬移下来的信号与数字合成的本振再次混频，生成一个差频和一个和频，差频会被弃用，和频实际上也是一种频率搬移结果，只不过这次是将频率从低频搬回到高频，再和另一个通道的采集结果重新组合，频域时域换算处理后还原出原始的输入信号。这样，用16GHz带宽的前置放大器就能采集超过16GHz的被测信号，实现带宽的提升。[page]

图7  数字带宽通道复用(DBI)技术，信号被分离后再复原的原理图

　　由上面的讨论可知，数字带宽通道复用(DBI)提升带宽的技术和用DSP提升带宽的技术是完全不同的， DSP提升带宽的同时也提升了示波器本底噪声，DBI没有在这方面提升示波器本底噪声，但它改变了示波器的硬件架构，多出了信号分离器和下变频器两种硬件及其所需的互联电路部分，实际上导致了更大的本底噪声和测量误差，如图5所示，最上面的曲线代表DBI提升带宽的示波器本底噪声，在现有高端示波器中，底噪是最高的，不仅高频段的底噪高，低频段的底噪也高，这是因为额外的硬件及其互联引入额外的底噪声。图8则给出DBI示波器底噪声的频谱，由于过多的硬件，使得噪声密度在不同频段呈现不一样的结果。这种技术是前置放大器带宽做不上去而采取的一个办法，如果前置放大器带宽能做上去，就不用这种方法了。DBI示波器的硬件指标最后取决于前置放大器、下变频器、信号分离器、模数转换器以及其互联部分的设计。

图8  30GHz带宽的DBI （数字带宽通道复用）示波器本底噪声的频谱图，

（设置：中央频率是20GHz, 4GHz一格），可以看出底噪密度不是恒定的

　　DBI示波器多出来的硬件所带来的量测误差不仅仅是底噪增加，还包括本底抖动的增加。信号分离器和下变频器本身必须是宽带器件，其幅频特性和群延迟特性都不可能做到理想状态，不仅单个通道的固有抖动比传统硬件架构示波器大，通道与通道间的固有抖动会比较大，通常在几个皮秒数量级（有效值）。一旦使用下变频器，等效采样通常无法 工作，所以厂家一般会指出，超过前置放大器的情况下不再支持等效采样。

　　通道复用技术在提高实时采样率方面虽然被业界广泛接受，但交错采样依然会引入测量误差，加剧波形的总谐波失真。实际上，交错采样可以是通道复用，也可以是同一个通道后面用多个模数转换器交错采样实现更高的采样率，关于交错采样技术的局限性、验证方法或注意事项，可以另文专门讨论。 16GHz和16GHz以上带宽的示波器为了实现80GSa/s采样率，已经采用了通道复用技术，不同的是，DBI示波器在已经采用通道复用来提高采样率的情况下，使用了一次带宽通道复用技术，采样之前一次复用，采样之后一次复用，借助后处理软件恢复原始信号，带来的测量误差和不确定性更大些，这可能是DBI示波器至今没有被广泛接纳的主要原因之一。

　　高端实时示波器的性能不仅仅取决于芯片制程、封装工艺，简洁的硬件架构对提升性能是至关重要的。当然，示波器的总体性能往往是多个因素综合影响的结果，因此工程师一般可通过*估本底噪声、扫频响应、脉冲响应、总谐波失真、模数转换器有效位数等来做最后的*判，这些可另文讨论。限于篇幅，本文只讨论了安捷伦科技为什么没有用DSP和DBI来提升带宽，而直接使用最简洁的设计，即一个 32GHz带宽的前置放大器芯片直接解决核心难题。对于硬件架构牵涉的其它话题，如高达几百兆的采样点如何快速处理，实际上90000  X中有一专门数据处理芯片，用硬件处理大量数据，实现深存储下的高速波形捕获率，这里就不再详述。