功率因数较正(PFC)的几个问题

1 问题的提出

    目前220v市电输入的开关电源，都是采用桥式整流后电容滤波的形式。如果是110V则一般用倍压整流。其基本连接如图1所示。由于U_c的存在，只有当市电的峰值超过它时二极管D才会导通，给负载提供能量。其他时间段D都是截止的，见图2。50Hz正弦波的半个周期是10mS，而这里D的导通时间只有（2~3）mS。故其峰值系数（峰值与其有效值之比）一般≥3，而正弦波形的峰值系数为1.414。

    输入电流形成50Hz的脉冲，其总谐波失真THD可达120%，即所有高次谐波（频率为50Hz的n倍，n=2～∞），电流之和的均方根幅度超过了基波I₁的幅度。功率因数由式（1）计算，式中Φ是电流和电压之间的相位角差。而THD的计算式见式（2）。

[page]    总谐波失真THD当然可以用频谱仪测量各次谐波的幅度再用公式计算，但是这很麻烦。一般都是用失真度计测量，测量范围一般可以从100%～0.01%。失真度计工作时是滤除基波，测量剩下的电压幅度值再和基波相除就得到总谐波失真THD。

    功率因数PF的测量一般采用电能质量测试仪，比如杭州远方生产的PF9800 。这种仪器应该是同时测量出COSΦ和THD，经过运算得出PF值。由于谐波电流非正弦波，需要用真有效值表来测量。如果仪器内的真有效值表不到位，测出的PF值就会产生较大的误差。由于电流的峰点出现在电压的峰值处，Φ≈0，所以COSφ≈1。

    当输入电流没有失真时THD=0，PF就是1，而THD＞0时PF＜1。通常市电经桥式整流、电容滤波后的PF约为0.6～0.7。滤波电容和母线等效负载电阻的乘积越大，整流管的导通时间就越短，故其峰值系数就越高，THD越大，所以PF值越小。

2 危害

    由于谐波电流的幅度超过了基波的幅度，而它不做功只会使导线发热，消耗能量。

   三相基波电流各相的相位差为120°，而谐波电流的相位很复杂，和基波电流合成后的电流彼此之间的相位会改变，三相的相位差不再是120°，造成三相不平衡。而不平衡的直接后果就是中线电流增加，严重时会烧毁变压器。下面举三个例子给予说明。

⑴ 输入调压器的异常。本人2000年以前开发的开关电源都不带PFC，开关电源输出的直流加1. 5kW负载（那时没有真有效值表，无法确定其输入VA）时，5kVA的调压器就发出相当大的哒哒声（注意：不是嗡嗡声），当负载增加到2.5kW时，调压器的震动让人无法忍受。而开关电源加入PFC后，加3kW的直流负载时，调压器发出比较大的嗡嗡声，完全不影响工作。

⑵ 500kVA的三相变压器不能够带80kW的开关电源负载。浙江某厂在90年代开发出一种1kW开关电源，用户要求80台同时老化。虽然是按三相均分的，但总烧中线保险丝，如果把保险丝电流加大，变压器发出异常声音，并有烧毁的迹象。不得已放弃同时老化。

⑶  浙江富阳某电镀厂，购进一台12V/10kA的可控硅整流电源。开机时全厂所有电子系统全部失灵，专家指出只能加有源功率因数补偿设备。但是，相应的设备比这台电源还要贵，难以承受。

3 怎么来修正输入电流的波形

    上面分析了危害的根源是输入电流的非正弦化，原因是在有滤波电容时二极管的导通只在输入电压的峰点出现。如果二极管前的电压能够始终保持高于电容上的电压，就能够使二极管在整个半周期内都导通。可以用一个和桥式整流输出相反的补偿波形与其叠加，如图3所示来实现。如果输入电压是220V有效值、输出的直流电压正好是输入电压的峰值311V时, 这补偿电压U_L的波谷可到零。一般为了在市电较高时PFC电路也能够正常工作，取输出直流电压为380V～400V，这样该补偿波形在输入电压为交流220V时就带有直流成分70V~90V。

   具体电路见图4，由电感L、开关K、升压二极管D₂构成的Boost电路产生这个U_L补偿波形。

  [page] 图中的开关K是由整流后的馒头波和输出电压二者共同控制，是相乘的关系，所以要用到乘法器M。在UC-3845中还加入了前馈电路，即控制开关的脉冲宽度反比于输入电压。所以，以上的乘积还要用除法器去除前馈电压。这样在输入电压大幅度变化时效果比较好。

[page]  最大特点是储能电感里电流变化量小。在开关管截止后，电感开始释放能量，一般设计是在电流只减少20%就停止，开关管导通再蓄能。所以，同样输出功率这种模式储能电感里的高频损失最小，适合做大功率。相应的缺点是，需要乘法器来完成输入电流的正弦波化，故控制芯片复杂成本高。另外，最大的缺点是在开关管导通、升压二极管要转入截止时，由于电感里的电流只减少了20%，故还有相当大的电流流过升压二极管，在二极管内存储了反向电荷，这些电荷的释放产生的反向恢复电流，不但造成二极管和开关管的损耗而且形成了EMI干扰。因此对该二极管的反向恢复特性要求很高。

5 功率的分配

   PFC电路输出的功率由两部分组成：一部分由市电整流后的馒头波直接提供，另一部分是由Boost电路产生的补偿波形部分。由于后者在产生时有效率问题，所以这部分所占的比例越多，总效率就越低。而PFC电路输出电压是稳压的，因此输入电压越低总效率也越低。

   比如输出400V/1A时，输入电压为220V时Boost电路产生的功率为89W。当采用一般的MOS-FET和快恢复二极管时效率为94%～95%。而输入电压为110V时，如果还输出400V，Boost电路产生的功率就要提高到245W，效率就只有91%～92%了。所以输入电压不同，PFC电路的元器件的选用是不一样的。

6 升压二极管的选用

    PFC的设计中最关键的就是升压二极管D的选择。它接在滤波输出电容C和开关管K之间，当K关断时，电感L里的能量释放，D导通给C充电和给负载提供能量。这时有正向电流I_F流过D。当K导通给L储能时，D被反偏。理想的二极管应该立刻关断，只剩下漏电流。但由于D在正向电流流过时，内部存在由载流子形成的电荷Q_rr，反偏时它们不能马上消失，而反向流动形成反向恢复电流I_rr，如图7所示。要把这些反向恢复电荷Q_rr都释放完毕，该二极管才能够截止。该释放时间就是反向恢复时间t_rr。不要小看二极管这几十nS的反向恢复时间，它对PFC等在高频工作的电路造成的干扰、损耗是决不能忽视的.。

    快恢复二极管指标中一般都标出t_rr，有的同时标出Q_rr。但是不同的厂家测试条件不同，所以不能够直接比较。只能够通过测量来进行比较。现在有这种成品的t_rr、Q_rr测试仪器；亦可用方波发生器配合高频示波器测量二极管的电流波形，直接显示其反向恢复特性。

[page]7 新的技术动向

⑴ 采用交错并联PFC技术

该技术采用两套电路其驱动脉冲相隔180°互补工作，输出端通过升压二极管并联。其优点如下。

①  输入电流的频率加倍、峰值减半，使EMI的强度减半，便于输入滤波器的设计。

②  输出纹波的频率加倍、峰值减半,在没有输出电压保持时间（一般为20mS）的要求时，输

出滤波电容的容量可以减半。

③ 储能电感的电感量减半，总效率最多可以提高半个百分点。

以上第一个优点是最重要的，因为EMI的处理是开关电源设计中最棘手的问题。

   由于交错并联PFC技术的优越性，已经有多家IC公司（如TI（德州）、安森美、仙童）推出相应的控制芯片，如TI推出的UCC28060、UCC28070等可以用于CRM及CCM电路模式。这种交错并联PFC技术尤其适合大功率输出。

⑵ 采用COOLMOS

   由于它的导通电阻比同级其他管子要小，所以导通损耗小。比如英飞凌的第三代SPP20N60C3，耐压是650V， 20A导通电阻为0.16Ω，而相应的IXYS公司的IXTH20N60是600V ，20A其导通电阻为0.35Ω，相差一倍多。所以导通损耗明显减小。

⑶ 采用SiC材料的Schottky二极管

    它几乎没有反向恢复电荷，所以开关损耗小。如果再配上COOLMOS的开关管，据报道在输入市电220V、输出380V直流时效率可达到97%以上，同时由于没有反向恢复电流的瞬变引起的干扰，EMI较小。

⑷ 改善动态响应

    PFC 电路为了使100Hz纹波不反馈回PWM控制器，反馈环路的频响都很窄。典型的是10Hz。这样当负载跳变时，无法得到电路快速的响应。使输出电压发生陡升或陡降。为了克服该缺点，比如如英飞凌的ICE2PCS02，当输出电压变化超过±5%时芯片会跳过慢速的补偿放大环节，直接启用内部的非线性模块改变占空比使输出电压迅速恢复正常。■