如何避免小功率通用开关电源设计中产生的EMI

　　1 开关电源工作原理

　　开关直流稳压电源是基于方波电压的平均值与其占空比成正比以及电感、电容电路的积分特性而形成的。其基本工作原理是，先对输入交流电压整流，从而形成脉动直流电压，经过DC-DC 变换电路变压，再通过斩波电路形成了不同脉冲宽度的高频交流电，然后对其整流滤波输出需要电压电流波形。如果输出电压波形偏离所需值，便有电流或电压采样电路进行取样反馈，经过与比较电路的电压值进行参数比较，把差值信号放大，从而控制开关电路的脉冲频率f 和占空比D，以此来控制输出端的导通状态。因此，输出端便可以得到所需的电压电流值。

　　如图1， 将开关电源模块划分为以下几个部分。

　　根据电力系统的实际需要，通过对各个部分进行分析，便可以设计出相应的开关电源产品。

　　图1 开关电源原理框图。

　　2 TopswitchⅡ简介

　　TOPSwitch ？？是POWER 公司生产的高集成的用于开关电源的专用芯片。它将功率开关管与其控制电路集成于一个芯片内，并具有自动复位，过热保护与过流保护等功能，其功能原理图如图2 所示。当系统上电时，D 引脚变为高电位，内部电流源开始工作且片内开关在0 位，TOPSwitch 给并接在C 引脚的电容C5（见图2） 充电。当C5 端电压达到5.7 V 后，自动重起电路关闭，片内开关跳到1 位。C5 一方面提供TOPSwitch 内部控制电路的电源，使误差放大器开始工作，另一方面提供一反馈电流以控制开关管的占空比。MOSFET 开关管的驱动信号由内部振荡电路、保护电路和误差放大电路共同产生。C5 两端的电压愈高，MOSFET 开关管驱动脉冲的占空比愈小。

　　3 TOPSwitch 芯片的选型

　　在设计开关电源时，首先就要面临如何选择合适的开关电源控制芯片。在选择芯片的时候，要既能满足要求，又不因为选型造成资源的浪费。下面就介绍利用TopswitchⅡ系列开关电源的功率损耗（ PD ） 与电源效率（η），输出功率（ Po ） 关系曲线，快速选择芯片的型号，从而完成宽范围输入的通用开关电源的设计。

　　图2 TOPSwitch芯片内部原理图。

　　3.1 PD，η， Po 关系曲线

　　宽范围输入的交流电压为85~ 265 V， 在这种条件下，TOP221~ TOP227 系列单片开关电源的P D，η，Po 关系曲线如下，见图3、图4。

　　图3 宽范围输入且输出为5 V 时PD ，η， Po 关系曲线。

　　图4 宽范围输入且输出为12 V 时PD，η， Po 关系曲线。

　　注意，这里假定交流输入电压最小值umin= 85 V，最高输入电压umax = 265 V.途中的横坐标代表输出功率，而15 条虚线均为芯片功耗的等值线。

　　首先确定适用的曲线图，例如，当u= 85~ 265 V，Uo= + 5 V 时，应该选择图3; 当u= 220 V（ 即230 V-230 V× 4.3% ），Uo= + 12 V 时，就应该选择图4; 然后在横坐标上找出欲设计的功率输出点P o ; 从输出功率点垂直向上移动，知道选中合适芯片所指的那条曲线。如果不适用，可以继续向上查找另一条实线; 然后从等值线（ 虚线） 上读出芯片的功耗PD，进而还可以求出芯片的结温（ Tj ） 以确定散热片的大小。

　　例如，设计输出5 V， 30 W 的通用开关电源时，就要选择图3.因为通用开关电源输入交流电压范围85~ 265 V.首先从横坐标上找到Po = 30 W 的输出功率点，然后垂直上移，与T OP224 的实线相交于一点，由纵坐标上查出该点的η= 71.2%，最后从经过这点的那条等值线上，查得PD = 2.5 W.这表明，选择TOP224 就能输出30 W 功率，并且预期的电源效率为71.2%，芯片功耗为2.5 W.如果觉得指标效率偏低，还可以继续往上查TOP225 的实线。同理，选择TOP225 也能输出30 W 的功率，而预期的电源效率可以提高到75%，芯片功耗可以降低1.7 W.然后根据所得到的PD 值，还可以进而完成散热片设计。

　　3.2 等效输出功率的修正

　　PD ，η， Po 关系曲线均对交流输入电压的最小值进行了限制，umin = 85 V.如果交流输入电压最小值不符合上述的要求，就会直接影响芯片的正确选择。此时必须从实际的交流输入电压u？ min最小值对应的功率P‘o 折算成umin为规定值时的等效功率Po，才能使用上面的图。功率修正的方法如下： 选择使用的特性曲线，然后根据已知的u’min值查出折算系数K;将P ‘o折算成umin为规定值时的等效功率Po，表达公式P o=P’o / K;然后从图3、图4 中选用适当的关系曲线。

　　图5 宽范围输入时K 与u‘min 的关系。

　　例如设计12 V， 35 W 的通用开关电源，已知umin= 90% × 115 V = 103.5 V.从图5中查出K =1.15.将P ’o = 3.5 W， K = 1.15带入P o= P ‘o / K 中，计算出Po= 30.4 W; 再根据Po 的值，从图4 中查出选择的最佳型号是T OP224 芯片，此时η = 81.6%，PD= 2 W.如果选择了T OP223， 则η 降到73.5%，PD 增加到5 W， 显然不合适。如果选择T OP225 型，就会造成资源浪费，因为它比TOP224 的价格要高一些，而且适合输出40~ 60 W 的更大的功率。
4 主要元件参数计算

　　4.1 变压器变比的设计

　　开关变压器的变比与开关变换电路的具体形式有关，正激、半桥变换电路中开关变压器的变比公式为：

　　式中，Uin，Uout分别为开关变压器的输入和输出电压;Nin，Nout 分别为开关变压器初级和次级线圈的匝数。

　　当输入电压最低时，实际设计时应该按最低输入电压代入计算。

　　推挽电路的输出电压与输入电压之间的关系公式为：

　　Uout= 2DUin/n

　　因此得到关系式：n= 2D Uin / Uout= N 1 / N 2.

　　输入电压最低时，占空比D 值最大，这时候仍然能保持设计要求的输出电压，所以上式的D 应取最大值，Uin取最小值。

　　4.2 输入滤波电容的选择

　　输入滤波电容器C 的容量与电源效率，输出功率密切相关，对于宽范围输入的开关电源，C 的容量取μF 为单位时，可按比例系数3μF/ W 来选取。例如当Po= 30 W 时，C= （ 3μF/W）×30 W= 90μF， 以此类推。在固定输入时，比例系数变成1μF/W， 上例中的C 就变成30μF.在设计开关电源时还要注意C 的容量误差要尽量小，以免影响开关电源的性能。当C 的容量过小时，会降低TopswitchⅡ的可用功率。如果把30μF 改成20μF， 则输出功率会降低15 %; 当C《 20μF 时，会造成可用功率的明显下降。

　　另外，C 容量的大小还决定直流高压Ui 的数值，图3、图4 实际上是在Ui= 105 V 的情况下绘制的，这个充分体现了C 对Ui 的影响。

　　4.3 开关管保护电路

　　在开关芯片的漏极D 侧可以利用VDZ 和VD 两个二极管对高频变压器的漏感产生的尖峰电压进行箝位，可保护μ的D-S 极间不被击穿。例如VDZ 可以选用瞬态电压抑制器P6K200， 其反向击穿电压为200 V.VD 采用反向耐压为600 V 的UF4005 型超快恢复二极管，亦称阻塞二极管。

　　5 应用电路及其仿真

　　图6给出了由TOPSwitch 构成的反激式电源的原理图。其工作过程如下： 输入交流电经整流桥BR1 整流后再经电容C1 滤波，变为脉动的直流电。

　　反激式变压器与TOPSwitch 将存储于电容C1 的能量传递给负载。当TOPswitch 开关管导通时，电容C1两端的电压加到反激变压器的原边，流过原边绕组的电流线性增加（ 如若在MOSFET 开关管导通的瞬间变压器副边电流不为零，则由于副边感应电势反向，二极管D2 截止，副边电流变为零，然而磁芯内的能量不能突变，故原边电流跃变为副边电流的1/ K，K 为变压器变比），变压器储存能量; 当MOSFET 开关管关断时，电感原边电流由于没有回路（ 此时，稳压管VR1的击穿电压因高于原变压器的感应电势而截止） 而突变为零，变压器通过副边续流，副边电流为TOPswitch 开关管关断时原边电流的K 倍，副边绕组通过二极管D2 对电容C2 充电，此后，流过变压器副边的电流线性下降。二极管D1 与稳压管VR1 并接于变压器的原边以吸收由于变压器原边的漏感而产生的高压毛刺。电阻R1、稳压管V R2、光耦U2 与电容C5 构成了电压反馈电路以保证输出电压稳定。电阻R2 与VR2 构成一假负载，以保证当电源空载或轻载时输出电压稳定。电感L1 与电容C3 构成LC 滤波器以防止输出电压脉动过大。二极管D3 与电容C4 构成一整流电路以提供光耦U2 光电三极管的偏置电压。电感L2 、电容C6 和C7 用于降低系统的电磁干扰（ EMI） 。

　　图6 反激式电源的应用原理图。

　　图7分别给出了输入电压220 V （ 交流），输出功率为40 W; 输入电压85 V （ 交流），输出功率为24 W和输入电压85 V（ 交流），输出功率为40 W 时的输出电压波形。

　　图7 不同电压输入条件下的电压仿真输出波形

　　6 结论

　　理论设计和仿真结果表明，基于topswitch 芯片设计的开关电源，输出波形较为稳定，而且电磁兼容性好，抗干扰能力强，适合小功率开关电源的设计制造。